近年來國內的生產廠家和企業接觸到越來越多歐美的晶振，來自英國的IQD公司就是其中一家，這家頻率元件供應商存在了45年之久，主要生產和經營石英晶體，時鐘振蕩器，壓控振蕩器，溫補晶振，恒溫晶體振蕩器，銣振蕩器，GPS恒溫晶振等石英水晶組件。產品料號多達上百種，常規和非常用的應有盡有，基本上都可以滿足不同用戶的需要，客戶遍布80多個國家，面向商業用，汽車，工業，通信等領域的用戶，提供多語言全方位銷售服務，使不同地域的用戶購買IQD晶振都能輕松簡單。

大多數IC都內置晶體振蕩器電路采用門控皮爾斯設計的振蕩器圍繞單個CMOS反相門構建。對于振蕩器應用這通常是單個反相階段包括一個P信道和一個N信道增強型MOSFET，更為人所知在數字世界中作為無緩沖逆變器（見圖。1）。可以使用緩沖逆變器（通常是包括三個串聯的P-NMOSFET對，但是數千的相關增益將導致a可能不太穩定的成品振蕩器。

實際的振蕩器電路如圖2所示包括Un-Buffered逆變器，兩個電容器，兩個電阻和石英晶體。要了解如何這個石英晶體振蕩器工作在CMOS反相門必須被認為是具有增益，相位和增益的線性放大器傳播延遲約束，而不是邏輯設備使用1和0。

圖3顯示了直流傳輸特性（Vinvs.Vout）和Un-Buffered的DCBiasPoint線HCMOS變頻器74HCU04。在3.3V和1MΩRf，逆變器將與其輸入和輸出坐在一起電壓在~1.65V。現在據說這臺逆變器偏向于其線性區域。輸入的微小變化電壓將被增益放大并顯示為a輸出電壓變化較大。

圖4顯示了一組典型的開環增益曲線同樣的74HCU04。在3.3V時，逆變器的增益為20（26dBV）從DC到2MHz，3dB滾降頻率為8.5MHz，仍然有增益超過100MHz。

對于這個用作振蕩器的偏置反相門，它必須具有足夠的增益克服了反饋網絡的損失（圖1中的C1，C2，Rlim和石英晶體）。2），足夠的負電阻在振蕩頻率上過來了晶體等效串聯電阻，以及整個電路周圍的相移必須是360o。人們很容易認為這種74HCU04變頻器可以用于制造振蕩器工作在100MHz以上，因為它在3.3V時有足夠的增益，但實際上它由于各種原因，制造一個高達~20MHz的穩定振蕩器才是實用的振蕩器環路周圍的相移。

對這個電路的分析很難概括，因為它非常依賴于家庭使用的CMOS柵極和該特定CMOS系列的內部結構。所有CMOS反相門具有輸入電容，輸出電容和輸出'阻力'和傳播延遲，所有這些都影響C1，C2和Rlim的選擇在圖2中，最終是OSC石英晶振的上工作頻率。的選擇偏置電阻Rf通常在1MΩ和10MΩ之間，有效地降低一個值在水晶上出現并可能導致水晶在虛假或嗡嗡聲中振蕩泛音頻率。

考慮一個20MHz晶振，ESR為15Ω，C0為3pF，需要負載電容為20pF，晶體功耗約為100μW。從所需的20pF負載電容開始，這可以近似為C1+柵極輸入電容（典型值為1至5pF）與C2串聯。C1的比例到C2會影響增益和石英晶體諧振器功耗。一個好的起點是C1≈C2。為了增加環路增益（并降低晶體功耗），使C1。這個對于負載電容，產生C1=33pF，C2=47pF的合理起始值柵極具有~3pF的輸入電容為20pF。

由傳播延遲引起的相移計算如下：-

相移=傳播延遲*工作頻率*360o

由工作頻率引起的相移計算如下：-

相移=Tan-1（Fosc/F3dB）

對于這種20MHz設計，這相當于35o對于傳播延遲和67o為了工作頻率。剩下的72o由Rlim+反相門產生輸出'電阻'和PI網絡包括C1，C2和SMD晶體。它是通過反轉門的附加相移設定上部工作此設計的頻率限制。

如果沒有，檢查所選設計的“優點”幾乎是不可能的專業測試設備。檢查“良好”的一個方法是監視波形反相門的輸入和輸出。這將需要高帶寬示波器和一個專門的探測器。普通的x10示波器探頭將有一個輸入阻抗為~10MΩ，與10pF并聯。10MΩ將形成直流電位使用1MΩ偏置電阻Rf將分壓器連接至GND，這將改變OSC晶振偏置點。在測量逆變器輸入時，10pF將直接出現在C1上波形使C1=43pF，而非設計的33pF。觀察到的任何痕跡示波器將完全無效（并且很可能探頭將停止無論如何振蕩器工作）。更好的示波器探頭選擇是“有源”或“有源”“FET”探頭，內置于探頭尖端，具有高輸入阻抗緩沖器。輸入“有源”探頭的阻抗通常>10MΩ，與<2pF并聯，但與之前一樣探測振蕩器時必須考慮使用此探頭的影響。對于這種設計，需要所需的波形（假設使用的是合適的探頭改變振蕩器工作條件）是一個無失真的3.3VCMOS20MHz方形波形在逆變器輸出和干凈的20MHz正弦波1V至3Vpk/pk（在1.65V偏置點上疊加）在逆變器輸入端。重要的是輸入波形pk/pk值始終小于逆變器電源（Vdd）以防止通過限制輸入保護二極管輸入。使用示波器探頭無法測量實際的晶體功耗因為晶體兩端的電壓和通過晶體的電流不同相。這是由設計的20pF的負載電容引起的，需要晶振工作頻率下的電感（非電阻）。假設實際的晶體電流可以測量（使用高帶寬，超低電感交流電流探頭例如）那么仍然無法確定實際的晶體功耗因為電路中的晶體“電阻”仍然未知。水晶制造商通常會指定最大ESR（等效串聯電阻）和最大值靜態電容（C0）。在上述設計中，這些數字約為50Ω和~7pF分別。實際的ESR可以低至2Ω，Co低至1pF甚至更高典型值為15Ω和3pF。

“電路電阻”（Re）的公式計算如下：-

Re=Resr（1+C0/Cl）2

在我們的設計中，Cl的負載電容為20pF，但Resr和C0是未知的，除非它們是在晶體之前用專用的晶體阻抗計測量的用在電路中。

不同的振蕩器電路設計的方法都不一樣，在這方面進口晶振品牌技術要比國內領先許多，尤其是美國，英國，日本，德國等陪國家已達到世界先進水平，因此我國用戶采購的石英晶體振蕩器至少90%以上都來源于海外。